Siliziumkarbid ermöglicht Schnellladelösungen - INVENTCHIP
Anforderungen an moderne Schnelllade-Topologien
Der heutige Bedarf an Schnellladelösungen für Elektrofahrzeuge, von Personenkraftwagen bis hin zu Elektro-Lkw, erfordert hocheffiziente, kostengünstige Topologien mit hoher Leistungsdichte: Dies stellt weiterhin eine große Herausforderung dar. Gemäß IEC 62196 wird ein Gesamtwirkungsgrad η der Leistungselektronik der Ladestation von 95-99% erwartet, während die gesamte harmonische Verzerrung des Netzstroms iTHD unter 8% liegen soll. Darüber hinaus muss das Ladesystem einschließlich aller Stufen der Energieumwandlung den Normen der Reihe IEC 61000-4 hinsichtlich elektromagnetischer Verträglichkeit entsprechen. Außerdem sollte ein modernes Ladesystem verschiedene Spannungspegel für die zu ladende Batterie bedienen können, zB bis zu 1000VDC. All diese Anforderungen erfordern effiziente Komponenten, die hohe Schaltfrequenzen bei hohen Schaltspannungen ermöglichen.
Siliziumkarbid für hohe Leistungsdichte
Das Bestreben nach Kosteneffizienz bei hoher Leistungsdichte schafft einen idealen Anwendungsbereich für Halbleiter auf Siliziumkarbidbasis (SiC) wie MOSFETs und Dioden. Im Allgemeinen reduziert eine höhere Betriebsspannung bei konstanter Leistungsaufnahme den Strom und damit die Querschnitte von Stromschienen und Kabeln. Die Umsetzung auf Basis von Siliziumhalbleitern (Si) wie IGBTs mit einer höheren Spannungsklasse würde jedoch zu höheren Leit- und Schaltverlusten führen. Zumindest die Schaltverluste könnten teilweise durch eine Verringerung der Schaltfrequenz kompensiert werden, was jedoch zu einer erheblichen Zunahme der Größe, des Gewichts und der Kosten der magnetischen Komponenten für Transformatoren und Induktivitäten führen würde. SiC-MOSFETs ermöglichen schnelleres unipolares Schalten in hohen Spannungsklassen. SiC-Dioden bieten ein ausgezeichnetes Reverse-Recovery-Verhalten. Beide auf Siliziumkarbid basierenden Elemente sind temperaturstabil und ideal für Topologien mit hoher Leistungsdichte.
Materialeigenschaften von Si und SiC im Vergleich
Tabelle 1 zeigt eine Auswahl physikalischer Eigenschaften von Silizium und Siliziumkarbid* mit ihrer Bedeutung für das elektrische Verhalten eines Halbleiters. Der Faktor FSiC/Si gibt dabei das Vielfache an, um das sich diese Parameter unterscheiden. Die Betrachtung der unterschiedlichen Werte für die Durchbruchfeldstärke und die Elektronensättigungsgeschwindigkeit erklärt, warum 4H-SiC schnelle Schaltbauelemente für hohe Sperrspannungen ermöglicht.
SiC-Komponenten und Treiberlösungen von INVENTCHIP
INVENTCHIP Technology Co., Ltd. (Abkürzung: IVCT) hat sich auf die Entwicklung von SiC-Leistungshalbleitern, Gate-Treibern und Controller-ICs spezialisiert. Sie bieten Chip-Lösungen aus einer Hand für SiC-Leistungshalbleiteranwendungen. Das Unternehmen war Vorreiter bei der SiC-MOSFET-Technologie auf 6-Zoll-Wafern in China. Mit einer IATF 16949 zertifizierten SiC-Wafer-Fabrik sind sie ein verlässlicher Partner für die Automobilindustrie und streben nach kontinuierlichen technologischen Innovationen. INVENTCHIP ist der führende Anbieter von SiC-MOSFETs für Onboard-Ladeanwendungen in China. Das Unternehmen hat bereits rund 51 Millionen Siliziumkarbid-MOSFETs auf den Markt gebracht. Allein im Jahr 2025 wurden über zwei Millionen Elektroautos mit Siliziumkarbid-MOSFETs von IVCT ausgestattet, und 70% der E-Kompressoren in China verwenden Gate-Treiber von IVCT. Darüber hinaus finden die SiC-Halbleiter und Treiber von INVENTCHIP breite Anwendung in EV-Ladegeräten, Photovoltaikanlagen und Energiespeichersystemen. Der Grund dafür ist, dass INVENTCHIP über eine eigene Fertigungsstätte verfügt und hochwertige Produkte zu wettbewerbsfähigen Preisen anbieten kann. Zudem unterstützen sie Kunden bei der Entwicklung sowohl auf Komponenten- als auch auf Systemebene.
Industrieübliche Topologie für effiziente Schnellladesysteme
Im Folgenden wird eine Topologie vorgestellt, die in der Industrie weit verbreitet ist und obwohl es sich nicht um ein neues Design handelt, dennoch ein gutes Abwägen zwischen Effizienz, Leistungsdichte und Kosteneffizienz darstellt. Abbildung 1 zeigt den Aufbau der Ladegerät-Topologie. Neben den erforderlichen Zusatzblöcken wie Überspannungs- und Überstrom-Schutz, EMV-Filterung, Einschaltstrombegrenzung und Strommessung besteht der Kern aus einem Vienna-Gleichrichter, gefolgt von zwei parallel geschalteten LLC-Brücken, die einen Diodengleichrichter speisen.
Die Ausgänge lassen sich über den Spannungsbereichswahlschalter in Reihe oder parallel schalten. Eine ORing-Diode schützt den Ausgang vor Rückströmen und -spannungen. Die gleichgerichtete Spannung wird an die LLC-Wechselrichter weitergeleitet, die zwei galvanisch getrennte Gleichspannungsquellen bereitstellen, die je nach den Anforderungen des Batteriesystems in Reihe oder parallel geschaltet werden können.
3-Phasen-Vienna-Gleichrichter in Hochleistungsladern
Eine der Kernkomponenten des Ladesystems ist der Vienna-Gleichrichter. Für Hochleistungssysteme wird die 3-Phasen-Variante verwendet. Sie besteht aus einer klassischen B6-Diodenbrücke und bidirektionalen Schaltern zwischen den Wechselstromeingängen und dem Mittelpunkt der Zwischenkreiskondensatoren C1 und C2. Der Gleichrichter arbeitet bekanntermaßen im Continuous Conduction Mode = CCM, bietet eine inhärente Dreipunktschaltung und reduziert die Spannungsbelastung der MOSFETs. Abbildung 2 zeigt den Schaltplan, der eine Diode-B6-Brücke mit zwei Aufwärtswandlern kombiniert, die sich eine Aufwärtswandler-Drossel teilen. Zur Steuerung werden Hysterese- oder Trägersignalmethoden genutzt. Mit 1200V-Dioden und 750V-MOSFETs ist der Betrieb bei 400VLL und einer Zwischenkreisspannung von 700-800VDC möglich.
Betriebsphasen einer Gleichrichterphase
In Abbildung 3 ist nur eine Phase mit ihrem Kommutierungsschema für einen positiven Eingangsstrom dargestellt. Im Allgemeinen gibt es zwei Zeitperioden innerhalb einer Halbwelle des Eingangsstroms.
- Phase (a): Der Wechselstrom lädt direkt den oberen Zwischenkreiskondensator C1 und magnetisiert die Boost-Induktivität auf der Wechselstromseite.
- Phase (b): Der Mittelpunkt wird entweder direkt mit der Eingangsphase verbunden, oder die in der Induktivität gespeicherte Energie wird zur Erhöhung der Ausgangsspannung genutzt. Hier wird Q1 moduliert, während Q2 ausgeschaltet ist. Bei der negativen Halbwelle wechseln beide MOSFETs ihre Funktionen.
Dimensionierung der Leistungshalbleiter
Für die Halbleiterschalter Q1-Q6, die am Mittelpunkt des kapazitiven Teilers angeschlossen sind und somit nur die Hälfte der Ausgangsgleichspannung sperren müssen, werden hochleitende SiC-MOSFETs mit niedrigem RDS(ON), wie der IV3Q07011T4Z (750V, 11mΩ) von INVENTCHIP im TO-247-4-Gehäuse empfohlen. Die Gleichrichterdioden D1-D6 müssen die gesamte Zwischenkreisspannung bis zu 800VDC sperren. Daher wird die 1200V-Klasse der SiC-Dioden empfohlen. INVENTCHIP bietet eine große Auswahl an Dioden der 1200V-Klasse in den gängigsten Gehäusen an. Hier werden die 40A-Typen im TO-247-2-Gehäuse IV1D12040U2 oder IV2D12040T2L empfohlen.
Kühlung und Gate-Ansteuerung
Für eine bessere Kühlung können zwei 20A-Typen IV1D12020T2 parallel geschaltet werden. Die positiven Temperaturkoeffizienten der SiC-Dioden erzeugen einen thermischen Ausgleich bei Parallelschaltung. Im Vienna-Gleichrichter sind die Gate-Source-Pins der MOSFETs Q1-Q6 potentialfrei. Daher müssen isolierte Gate-Treiber verwendet werden. INVENTCHIP bietet Gate-Treiber-Chips, die speziell auf die Anforderungen der Steuerung von SiC-MOSFETs zugeschnitten sind. Je nach Isolationsschema des gesamten Wandlers kann eine hohe Isolationsspannung zwischen Primär- und Sekundärseite des Treibers erforderlich sein. Der isolierte Einkanal-Treiber IVCO1412DDWQ von IVCT bietet eine Isolationsspannung von bis zu 5,7kVRMS. Für die Gate-Steuerung verfügt er über eine maximale Gate-Stromfähigkeit von ±4A. Eine negative Gate-Ausschaltspannung, die vom Chip selbst erzeugt wird, verhindert das Risiko eines parasitären Einschaltens bei hohen Drain-Source-Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten dvDS/dt.
LLC-Resonanzwandler im Ladesystem
Der vorgeschlagene LLC-Wandleraufbau besteht aus einer normalen 2L-Spannungszwischenkreis-Vollbrücke, die einen LLC-Schwingkreis speist. Dieser Schwingkreis besteht aus einem Kondensator, der Streuinduktivität sowie der Hauptinduktivität des Transformators. Die Auslegung dieses Transformators ist entscheidend, da er auch die galvanische Trennung bereitstellt, die für die freie Kombination der Ausgangsspannungen der Ladetopologie erforderlich ist. Auf der Sekundärseite des Transformators übernimmt eine einfache B4-Diodenbrücke die Gleichrichtung der überwiegend sinusförmigen Ströme und die Ladung des Ausgangskondensators. Abbildung 4 zeigt eine LLC-Brücke. Die Spannungsverstärkung der gesamten LLC-Topologie KLLC wird durch die Verstärkung der Vollbrücke (= 1), die Verstärkung des LLC-Schwingkreises Kres und das Übersetzungsverhältnis Nsec/Nprim des Transformators mit KLLC = Kres ∙ Nsec/Nprim bestimmt.
Auslegung des LLC-Resonanzkreises
Bei der Auslegung des Transformators sollte die Hauptinduktivität LM mindestens das Fünffache der Streuinduktivität Lσ betragen, damit das Induktivitätsverhältnis m = (LM + Lσ)/Lσ mindestens 6 erreicht. Die Grundidee dieser Topologie besteht darin, die Schaltfrequenz der Vollbrücke gleich der Resonanzfrequenz fres = 1/(2π·Lσ·Cx1) des LLC-Schwingkreises einzustellen. In diesem Fall ist der Wirkungsgrad der Schaltung optimal. Schaltfrequenzen, die höher als die Resonanzfrequenz sind, führen zu einem induktiven Verhalten der LLC-Last mit Nullspannungs-Schaltung für die MOSFETs, während das Schalten bei niedrigeren Frequenzen zu einem kapazitiven Verhalten der Last führt und unerwünschte zusätzliche Verluste in der MOSFET-Brücke verursacht. Angenommen, die Ausgangsspannung der gesamten Ladetopologie soll zwischen 300V und maximal 1000V liegen und wir haben zwei LLC-Brücken zu kombinieren, dann benötigen wir eine maximale Gleichstromausgangsspannung von VDC,out = 500V für eine LLC-Brücke. Somit kann bei einer Mindestausgangsspannung des Vienna-Gleichrichters von 700V die Spannungsverstärkung des LLC-Schwingkreis und des Transformators als VDC,out / VVienna,out ,= KLLC = 500V / 700V = 0,71 definiert werden.
Halbleiter- und Treiberauswahl für die LLC-Vollbrücke
Die Halbleiter für eine MOSFET-LLC-Vollbrücke müssen eher für das Schalten als für das Leiten optimiert sein. Daher werden die 1200V-MOSFETs von INVENTCHIP im TO-247-4-Gehäuse mit einem etwas höheren Durchlasswiderstand IV2Q12030T4Z (mit RDS(on) = 30mΩ) und IV3Q 12035T4Z (mit RDS(on) = 35mΩ) für die Schalterpositionen Qx1…Qx4 (x = 1, 2) empfohlen. Die Sekundärdioden-Vollbrücke ist für die Leitung ausgelegt, sodass derselbe Diodentyp wie im Vienna-Gleichrichter, d.h. IV1D12040U2, IV2D 12040T2L oder zweimal IV1D12020T2, verwendet werden kann. Für die High-Side-Schalter der MOSFET-Vollbrücke soll wiederum der isolierte Gate-Treiber IVCO 1412DDWQ von INVENTCHIP verwendet werden, während die Low-Side-Kanäle zur Steuerung der Masse referenziert werden könnten, sodass nicht isolierte Treiber, wie der duale (d. h. zwei einzelne Gate-Treiberkanäle) nicht invertierende IVCR 2404MPQ und der duale invertierende oder nicht invertierende IVCR2504 verwendet werden können. Beide bieten einen maximalen Gate-Strom von IG,max = ± 4A.
Fazit und Systemübersicht
Dieser Artikel stellt eine beliebte Ladetopologie vor, die Energieeffizienz und Kosten miteinander verbindet. Abbildung 5 zeigt die vollständige Topologie mit allen Komponenten. Die Ausgangsleistung liegt bei etwa 40kW, aber durch die Verwendung leistungsstärkerer Komponenten für den Vienna-Gleichrichter oder eine höhere Anzahl von LLC-Stufen könnte diese Ausgangsleistung erhöht werden. Es handelt sich um eine gute Lösung sowohl für das Laden mit hohem Strom als auch für das Laden mit hoher Spannung. CODICO kann nicht nur die SiC-Halbleiter für diese Ladelösungen anbieten, sondern auch bei der Auswahl aller benötigten aktiven und passiven Bauteile für die Entwicklung mit langjähriger Expertise beraten.
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